Волны и направляющие структуры в электротехнике
Покупка
Новинка
Тематика:
Электроэнергетика. Электротехника
Автор:
Судаков Владимир Федорович
Год издания: 2010
Кол-во страниц: 32
Дополнительно
Доступ онлайн
В корзину
Рассмотрены типы волн и направляющих структур дискретного и непрерывного типов, в которых волны могут существовать. Показана связь телеграфных уравнений с уравнениями Максвелла. Подробно изучены распределения комплексных амплитуд тока и напряжения внутри непрерывной одномерной направляющей структуры (длинной линии) и ее частотные характеристики. Для студентов 2-го и 3-го курсов приборостроительных специальностей.
Тематика:
ББК:
УДК:
ОКСО:
- ВО - Бакалавриат
- 12.03.01: Приборостроение
- ВО - Магистратура
- 12.04.01: Приборостроение
ГРНТИ:
Скопировать запись
Фрагмент текстового слоя документа размещен для индексирующих роботов.
Для полноценной работы с документом, пожалуйста, перейдите в
ридер.
Московский государственный технический университет имени Н.Э. Баумана В.Ф. Судаков ВОЛНЫ И НАПРАВЛЯЮЩИЕ СТРУКТУРЫ В ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ Рекомендовано Научно-методическим советом МГТУ им. Н.Э. Баумана в качестве учебного пособия по курсу «Теоретические основы электротехники» Москва Издательство МГТУ им. Н.Э. Баумана 2010
УДК 621.3.01(075.8) ББК 31.211 С50 Ре це нзе нт ы: В.В. Каратаев, А.Б. Красовский Судаков В.Ф. Волны и направляющие структуры в электротехнике : учеб. пособие по курсу «Теоретические основы электротехники» / В.Ф. Судаков. — М.: Изд-во МГТУ им. Н.Э. Баумана, 2010. — 29, [3]с. : ил. Рассмотрены типы волн и направляющих структур дискретного и непрерывного типов, в которых волны могут существовать. Показана связь телеграфных уравнений с уравнениями Максвелла. Подробно изучены распределения комплексных амплитуд тока и напряжения внутри непрерывной одномерной направляющей структуры (длинной линии) и ее частотные характеристики. Для студентов 2-го и 3-го курсов приборостроительных специальностей. УДК 621.3.01(075.8) ББК 31.211 © МГТУ им. Н.Э. Баумана, 2010 С50
В пособии приведен анализ направляющих структур на примере консервативной направляющей цепи с сосредоточенными элементами, что объединяет теории сосредоточенных и распределенных направляющих цепей. Рассмотрение волн различных типов (бегущие, стоячие, смешанные) выделено в специальный раздел. Телеграфные уравнения представлены как следствие уравнений Максвелла. В режиме вынужденных колебаний изучена внутренняя структура токов и напряжений в длинной линии с нагрузками различных типов. 1. ВОЛНЫ 1.1 Одномерные волны и их уравнения Понятие волны было введено в общем курсе физики. Волна описывается функцией, зависящей от пространственной переменной и времени. В последующем будем отождествлять волну с описывающей ее функцией. Одномерными назовем волны, зависящие только от одной пространственной переменной z и времени t. Бегущая прямая волна описывается вещественной функцией вида ( , ) ( ). S z t S z t υ + = − Значение этой функции остается постоянным, если const. z t υ − = Таким образом, каждое фиксированное значение функции бегущей волны (следовательно, и вся волна как «твердое тело») перемещается в положительном направлении оси z со скоростью υ. Волна, бегущая в отрицательном направлении оси z с той же скоростью, называется обратной и описывается функцией вида ( , ) ( ). S z t S z t − = +υ Легко проверить, что для бегущих волн справедливы уравнения 1 . S S z t ± ± ∂ ∂ = ± ∂ ∂ υ (1.1)
Наряду с бегущими волнами рассматривают также более сложные смешанные волны. Они представляют собой результат наложения (интерференции) двух бегущих волн с различными направлениями распространения: ( , ) ( ) ( ). S z t S z t S z t υ υ + − = − + + Если прямая и обратная волны в этом представлении одинаковы, то смешанная волна называется стоячей: 0 0 ( , ) ( ) ( ). S z t S z t S z t = − + + υ υ Найдем уравнение для смешанной волны. В силу спра- ведливости уравнений (1.1) имеют место равенства ( ) 1 ( ) S S S S z t + − + − ∂ + ∂ − = − ∂ ∂ υ , 1 ( ) ( ) S S S S t z + − + − ∂ + ∂ − − = ∂ ∂ υ . Продиффе ренцируем первое из этих уравнений по z, а второе — по t. Сложим полученные результаты и получим уравнение второго порядка для смешанной волны S S S + − = + : 2 2 2 2 2 1 0. S S z t ∂ ∂ − = ∂ ∂ υ (1.2) Это уравнение называют волновым. Оно справедливо не только для смешанных волн общего вида, но и для их частных проявлений — стоячих и бегущих волн. 1.2. Гармонические волны и их уравнения Бегущая волна является гармонической, если ее пространственно-временная зависимость имеет вид пр об ( , ) cos( ) или ( , ) cos( ). S z t S kz t S z t S kz t + − = − ω = + ω При фиксированном моменте времени t обе волны описываются гармоническими функциями координаты, а при фиксированной координате — гармоническими функциями времени. Величину k называют волновым числом; оно играет ту же роль в пространственной зависимости, что и частота ω во временной. Период временного изменения функции 2 / . T = π ω Период пространственного изменения функции называется длиной волны 2 / .k λ = π Гармоническая волна распространяется с фазовой скоростью / , = k ω υ так как [ ] ( , ) cos ( ) S z t k z t ± ± ∼ υ . Связь частоты с волновым числом называ
ется дисперсионным уравнением. Оно не всегда имеет такой простой (линейный) вид, как в рассматриваемом случае, где / k = ω υ. Для гармонических бегущих волн удобно ввести комплексные амплитуды пр об , jkz jkz S S e S S e − + − = = , тогда можно записать: ( , ) Re( ). j t S z t S e ω ± ± = Для комплексных амплитуд из общих уравнений (1.1) нетрудно получить более простые уравнения вида . dS jkS dz ± ± = ∓ (1.3) Смешанная гармоническая волна является суперпозицией гармонических бегущих волн: пр пр об об ( , ) cos( ) cos( ). S z t S kz t S kz t = − ω − ϕ + + ω + ϕ При равенстве амплитуд пр об ст /2 S S S = = и фазовых сдвигов пр об ϕ = ϕ = ϕ смешанная волна становится стоячей. Ее можно опи сать в более удобной форме: ст ( , ) cos cos( ). S z t S kz t = ω + ϕ Отсюда следует, что для стоячей волны ( , ) S z t в точках (2 1) / 2 m m z k + π = с целочисленным индексом m в любой момент времени равна нулю. Эти точки называются узлами. Максимального значения Sст колебания могут достигать только в дискретном множестве точек / , m z m k = π называемых пучностями. У бегущей волны узлов и пучностей нет, в любой точке колебания имеют одинаковую амплитуду (от точки к точке изменяется только относительная фаза колебаний). Это основное различие бегущих и стоячих волн. Бегущая волна может быть представлена как суперпозиция двух стоячих волн: cos( ) cos cos cos( / 2)cos( / 2). S kz t S kz t S kz t − ω = ω + + π ω + π Смешанную волну часто представляют как результат наложения стоячей и двух бегущих волн одинаковой амплитуды:
[ ] пр об пр об ( , ) ( )cos cos cos( ) cos( ) . 2 S S S z t S S kz t kz t kz t − = + ω + − ω − + ω В этом представлении отношение амплитуды бегущих волн к амплитуде стоячей волны называется коэффициентом бегущей волны: пр об пр об КБВ S S S S − = + . Если КБВ = 0, то смешанная волна являет ся стоячей; если КБВ = 1, то смешанная волна представляет собой прямую бегущую волну, если КБВ = –1 — обратную бегущую волну. Для гармонической смешанной волны также целесообразно вводить комплексную амплитуду : S ( , ) Re( ). j t S z t Se− ω = Очевид но, что . S S S + − = + При переходе к комплексным амплитудам волновое уравнение (1.2) превращается в более простое уравнение 2 2 2 0. d S k S dz + = (1.4) 2. НАПРАВЛЯЮЩИЕ СТРУКТУРЫ 2.1. Волны в дискретной направляющей структуре Каскадное соединение одинаковых четырехполюсников (ячеек) называется цепной схемой. Она одномерна, так как ячейки можно идентифицировать одним порядковым номером: 0 . n N ≤ ≤ Пусть каждая ячейка чисто реактивна и представляет собой простейший фильтр нижних частот (рис. 1). Цепная схема из (N + 1)-й ячейки также является фильтром нижних частот. Ее состояние характеризуется всеми индуктивными токами ( ) ni t и емкостными напряжениями ( ) n u t (n — целое число, соответствующее номеру ячейки). Следовательно, токи и напряжения рассматриваются как функции двух переменных: времени и номера ячейки. Взаимные связи между токами и напряжениями нетрудно получить с помощью законов Кирхгофа для токов в каждом из узлов и для напряжений в каждом из независимых контуров (рис. 2):
Рис. 1. Элементарная ячейка цепной схемы Рис. 2. Фрагмент цепной схемы с указанием токов и напряжений как функций времени 1 1 1 ; . n n n n n n di du L u u C i i dt dt − − − = − = − (2.1) Пусть токи и напряжения изменяются во времени по гармоническому закону с частотой ω. Тогда можно использовать метод комплексных амплитуд, т. е. ввести в рассмотрение параметры , nI n U. Из (2.1) для комплексных амплитуд получим алгебраические уравнения 1 1 1 ; . n n n n n n j LI U U j CU I I − − − ω = − ω = − (2.2) Умножив первое из этих уравнений на jωC и подставив результат во второе из них, получим уравнение для токов 2 1 1 2 0 2 , n n n n I I I I − + ω − = − + ω (2.3) C 0,5L 0,5L in–1 С С С С L L L L un un–1 un+1 in in+1
где введен в рассмотрение параметр цепи 2 0 1 LC ω = . Решение уравнения (2.3) будем искать в виде . j n nI Ie γ = После подстановки этого выражения в (2.3) получим 2 2 0 2 j j e e γ − γ ω − = + − ω . Согласно последнему уравнению, частота ω и постоянная распространения γ связаны выражением 0 2 sin( / 2) ω = ω γ . Поскольку частоты неотрицательны, в этом выражении берется знак модуля. На рис. 3 показана зависимость ( ) ω γ в пределах одного периода . −π ≤ γ ≤ π Зависимость ( ) ω γ четная, поэтому обратная зависимость ( ) γ ω имеет две однозначные ветви: ( ), k γ = ± ω где 0 ( ) 2arcsin . 2 k ⎛ ⎞ ω ω = ⎜ ⎟ ω ⎝ ⎠ (2.4) Следовательно, возможны два закона изменения комплексных амплитуд в зависимости от номера ячейки ( ) ( ) ( ) ; jk n nI I e + + ω = ( ) ( ) ( ) . jk n nI I e − − − ω = (2.5) Два полученных выше частных решения (2.5) являются уравнениями бегущих волн в дискретной направляющей структуре. Сумма выражений (2.5) в силу линейности цепи также описывает ω γ( ) γ Рис. 3. Зависимость между частотой ω и постоянной γ
допустимое распределение токов. Из (2.5) следует, что при увеличении номера ячейки на единицу фаза гармонических колебаний либо уменьшается, либо увеличивается (в зависимости от направления распространения волны) на величину ( ) k ω (радиан на ячейку). Нарастание (убывание) линейно зависит от номера ячейки. Для полноты картины рассмотрим случай больших частот 0 /(2 ) 1 ω ω > . Аргумент функции арксинуса в выражении (2.4) превышает единицу, в результате чего арксинус становится комплексной величиной. Следовательно, рассмотренные выше частные решения не только получают фазовый сдвиг при переходе от ячейки к ячейке, но и затухают. Резистивных потерь в цепи нет, и затухание объясняется фильтрующими свойствами ячеек. Изменение емкостных напряжений аналогично изменению индуктивных токов. 2.2. Среда распространения и распределенные направляющие структуры Свободное пространство рассматривается как среда, характеризуемая в каждой точке диэлектрической постоянной ε (аналог емкости элемента объема в терминах теории цепей), магнитной постоянной μ (аналог индуктивности элемента объема в терминах теории цепей) и проводимостью σ (величина тепловых потерь в элементе объема). Впредь будем считать величины ε, μ, σ одинаковыми для всех точек пространства. Характеристиками электромагнитного поля являются векторы электрической и магнитной напряженностей E и . H Наличие среды является причиной изменения электромагнитного поля с конечной скоростью в пространстве и во времени. В дальнейшем ограничимся рассмотрением одномерных сред распространения, протяженных только в одном направлении (измерении). Поперечные размеры такой структуры считаются достаточно малыми. Для краткости назовем ее непрерывной направляющей структурой. Такая структура формируется металлическими образующими. Примерами непрерывной направляющей структуры являются полая труба с любой формой поперечного сечения, два цилиндрических провода или два вложенных друг в друга соосных цилиндра (коаксиальный кабель). Другими слова
ми, направляющая структура представляет собой заполненный веществом цилиндр с металлическими образующими и произвольным поперечным сечением малого размера. 2.3. Уравнения Максвелла для линейно поляризованных плоских полей Изменения электромагнитного поля во времени и в пространстве в среде без потерь описываются уравнениями Максвелла: ; , E H H E t t ∂ ∂ ∇× = ε ∇× = −μ ∂ ∂ где ∇ — оператор пространственного дифференцирования в декартовой системе координат, представляющий собой вектор , , x y z ⎛ ⎞ ∂ ∂ ∂ ∇ = ⎜ ⎟ ∂ ∂ ∂ ⎝ ⎠ . Значок × означает векторное произведение. Ко ординаты x, y относятся к поперечному сечению структуры, а координата z — к ее оси. В направляющей структуре поле (приближенно) поляризовано в поперечном сечении (например, вдоль оси Ox), и в каждом сечении пространственно постоянно, т. е. зависит только от координаты z. Это означает, что 0,0, z ⎛ ⎞ ∂ ∇ = ⎜ ⎟ ∂ ⎝ ⎠ и ( , ) E t z = ( ,0,0), ( , ) (0, ,0). E H t z H = = Описываемое данными уравнениями поле называется поперечно поляризованным и плоским. Для такого поля уравнения Максвелла сводятся к более простому виду ; H E z t ∂ ∂ − = ε ∂ ∂ . E H z t ∂ ∂ = −μ ∂ ∂ (2.6) Уравнения в частных производных (2.6) описывают изменение напряженностей ( , ) E t z и ( , ) H t z в направляющей структуре. Они аналогичны уравнениям (2.1) для токов и напряжений в цепной схеме. Однако следует помнить, что цепная схема дискретна (токи и напряжения зависят от дискретного номера ячейки), а направляющая структура непрерывна (напряженности зависят от непрерывной координаты z).
Доступ онлайн
В корзину