Повышение выходной мощности усилителей радиопередающих устройств

Москва
Горячая линия - Телеком
2013

УДК 621.375.026:621.396.61 
ББК 32.848-04 
      Т45 

Титов А. А. 
Т45        Повышение выходной мощности усилителей радиопередающих устройств. – М.: Горячая линия–Телеком, 
2013. – 142 с: ил. 
ISBN 978-5-9912-0349-4. 

Подробно изложены методы повышения выходной мощности усилителей радиопередающих устройств, основанные на 
использовании: непосредственного сложения мощности, отдаваемой несколькими транзисторами; устройств сложения мощности, отдаваемой несколькими выходными каскадами; корректоров амплитудных характеристик; диплексеров для сложения мощности нескольких независимых генераторов; автоматической регулировки потребляемого тока; многоканальных 
структур с частотным разделением каналов; оптимальной реализации сопротивления нагрузки.  
Для всех описанных методов даны инженерные расчетные 
соотношения, примеры их реализации с описанием схем, чертежей печатных плат, а также методик настройки усилителей. 
Книга предназначена для разработчиков радиоаппаратуры, радиолюбителей, аспирантов и студентов. 

32.848-04 

Адрес издательства в Интернет WWW.TECHBOOK.RU 
 
 

Производственно-практическое издание 

 

Титов Александр Анатольевич 

Повышение выходной мощности усилителей 

радиопередающих устройств 

 
Редактор  Ю. Н. Чернышов 
Компьютерная верстка  Ю. Н. Чернышова 
Обложка художника  О. В. Карповой 

Подписано к печати 15.06.13.  Формат 60×88 1/16. Усл. печ. л. 8,86.  Изд. № 13349.  Тираж 500 экз. (1-й завод 100 экз.) 

ISBN 978-5-9912-0349-4                                           ©  А. А. Титов, 2013 
                                 ©  Издательство «Горячая линия–Телеком», 2013 

Предисловие

Требуемые уровни выходной мощности усилителей радиопередающих устройств превышают возможности современной элементной базы. Поэтому при создании радиопередающих устройств используются различные методы повышения выходной мощности, основанные на применении схем сложения мощностей, отдаваемых несколькими транзисторами, и реализации оптимальных условий работы активного элемента. В известной научной и научно-популярной
литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. К тому же в теории
усилителей нет достаточно обоснованных доказательств преимущества использования того либо иного схемного решения при разработке конкретного усилительного устройства. В этой связи проектирование усилителей во многом основано на интуиции и опыте разработчика. При этом разработчики чаще всего по-разному решают
поставленные перед ними задачи, достигая требуемых результатов.
Поэтому в книге собраны наиболее известные и эффективные схемные решения повышения выходной мощности усилителей, а соотношения для их расчета даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости
приведенных соотношений.

Схемы стабилизации рабочей точки
и напряжения базового смещения
транзисторов мощных усилителей

В усилителях мощности широкополосных передатчиков традиционно используются транзисторы, работающие в режиме класса А
с фиксированной рабочей точкой [1].
При проектировании усилителей мощности полосовых передатчиков используется режим класса АВ или В, т. е. режим с отсечкой
коллекторного тока [2].
Для устранения влияния температуры окружающей среды, детекторного эффекта и других дестабилизирующих факторов на режимы работы транзисторов проектируемых усилителей мощности
используются различные схемы стабилизации этих режимов. Стабилизация рабочей точки мощных транзисторов, работающих в режиме класса A, осуществляется, как правило, при помощи схемы
активной коллекторной стабилизации, впервые описанной в [3] и
нашедшей применение в ряде практических схем усилителей [4–6].
В высокочастотных полосовых усилителях мощности для стабилизации угла отсечки транзисторов при изменении уровня усиливаемого
сигнала и температуры радиатора, на котором устанавливаются эти
транзисторы, а также для линеаризации начального участка амплитудной характеристики разрабатываемого усилителя используются
стабилизаторы напряжения базового смещения [4, 7, 8].
Несмотря на широкое применение рассматриваемых схем стабилизации, методика их расчета отсутствует. Это затрудняет процесс
проектирования и настройки усилителей мощности радиопередающих устройств.

1.1. Расчет элементов схемы активной
коллекторной стабилизации

Принципиальная схема усилительного каскада с активной коллекторной стабилизацией приведена на рис. 1.1 [3–6].
Физика работы схемы активной коллекторной стабилизации заключается в следующем. Напряжение на базе транзистора VT1 зафиксировано базовым делителем на резисторах R1 и R3. Поэтому

Схемы стабилизации рабочей точки и напряжения
5

Рис. 1.1. Принципиальная схема усилительного
каскада с активной коллекторной стабилизацией

при увеличении коллекторного тока
транзистора VT2, вызванного изменением температуры либо детекторным
эффектом, и увеличении вследствие
этого напряжения на резисторе R4
уменьшается напряжение на переходе
база–эмиттер транзистора VT1. Это
ведёт к уменьшению его коллекторного тока, который является базовым
током транзистора VT2. Это, в свою
очередь, препятствует дальнейшему
росту коллекторного тока транзистора VT2. И, наоборот, при уменьшении
коллекторного тока транзистора VT2
транзистор VT1 открывается, увеличивая базовый ток транзистора VT2.
Как показано в [6], при условии

UR4 ⩾ 1 В,
(1.1)

где UR4 — напряжение на резисторе R4, изменение температуры окружающей среды от −60 до +60 ◦C приводит к нестабильности тока
покоя транзистора VT2, не превышающей 2 %. Поэтому можно рекомендовать выбор напряжения на резисторе R4 исходя из условия
(1.1).
Согласно [9], при требуемом выходном напряжении Uвых и заданном сопротивлении нагрузки Rн, необходимые напряжение коллектор–эмиттер Uкэо2 и ток коллектора Iко2 в рабочей точке транзистора VT2 могут быть найдены из выражений:

Uкэо2 = Uвых + Uост;

Iко2 = 1,1Uвых/Rн,
(1.2)

где Uост — остаточное напряжение, составляющее для мощных транзисторов 0,1...2 В [10]. Поэтому будем считать, что Uкэо2 и Iко2 известны. Кроме того, так как напряжение на переходе база–эмиттер
открытого кремниевого транзистора примерно равно 0,7 B, будем
полагать известными напряжения база–эмиттер транзисторов VT1
и VT2 Uбэ1 и Uбэ2.
В этом случае расчет элементов схемы стабилизации сводится к
следующему. По известному значению напряжения Uкэо2, с учётом
соотношения (1.1), выбирается напряжение питания Eп и определя

Р а з д е л 1

ется номинал резистора R4:

Eп = Uкэо2 + UR4;

R4 = (Eп − Uкэо2)/Iко2.
(1.3)

Рассчитываются ток Iко1 и напряжение Uкэо1 в рабочей точке
транзистора VT1:

Iко1 = Iко2/β02;

Uкэо1 = Uкэо2/2,
(1.4)

где β02 — статический коэффициент передачи тока в схеме с общим
эмиттером транзистора VT2.
Выбор напряжения Uкэо1 по (1.4) обусловлен тем, что при изменении температуры ток Iко1 должен иметь возможность изменяться
как в сторону увеличения, так и в сторону уменьшения относительно своего номинального значения.
После выбора транзистора VT1 по известным Iко1 и Uкэо1 определяются номинал резистора R2 и ток базового делителя Iд транзистора VT1:

R2 = Uкэо2 − Uкэо1 − Uбэ2

Iко1
;
(1.5)

Iд ⩾ 5Iко1/β01,
(1.6)

где β01 — статический коэффициент передачи тока в схеме с общим
эмиттером транзистора VT1.
По выбранному Iд рассчитываются номиналы резисторов R1 и
R3:
R1 = Eп − UR4 − Uбэ1

Iд
;

R3 = UR4 + Uбэ1

Iд.

(1.7)

Конденсаторы C1 и C3 выбирают типа К10-17 0,1...1 мкФ, они
служат для разрыва петли активной обратной связи на высоких частотах, где обратная связь начинает носить комплексный характер и
возможно самовозбуждение схемы.
Дроссель L1 необходим для исключения возможности шунтирования нагрузки коллекторной цепью транзистора VT2 на частотах
сигнала, он выбирается из условия

2πfнL1 ⩾ 10Rн,
(1.8)

где fн — нижняя граничная частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя.

Схемы стабилизации рабочей точки и напряжения
7

1.2. Расчет элементов схемы стабилизации
напряжения базового смещения

Принципиальная схема усилительного каскада со схемой стабилизации напряжения базового смещения приведена на рис. 1.2 [4,
7, 8].
Физика работы схемы стабилизации напряжения базового смещения, реализованной на транзисторах VT1 и VT3, заключается
в следующем.
Напряжение смещения, равное около 0,7 В, подается на базу транзистора усилительного каскада VT2 с эмиттера
транзистора VT1. При подаче усиливаемого сигнала на вход каскада напряжение на обкладке конденсатора C2, подключенной к базе
транзистора VT2, начинает уменьшаться, что связано с нелинейностью его входной характеристики. Поэтому без использования схемы стабилизации угол отсечки уменьшается с увеличением уровня
усиливаемого сигнала. Малое выходное сопротивление схемы стабилизации по постоянному току препятствует этому. При нагревании транзистора VT2 и неизменном напряжении базового смещения
угол отсечки увеличивается, поэтому транзистор может выйти из
строя. Схема стабилизации препятствует этому, так как транзистор
VT3 также нагревается, его выходное сопротивление уменьшается и
благодаря этому уменьшается напряжение базового смещения транзистора VT2.
Методика расчета стабилизатора напряжения базового смещения заключается в следующем.

Рис. 1.2. Принципиальная схема усилительного каскада со схемой
стабилизации напряжения базового смещения

Р а з д е л 1

Вначале по требуемой выходной мощности и заданному частотному диапазону разрабатываемого усилителя выбирается транзистор VT2. Напряжение источника питания Eп схемы (см. рис. 1.2)
следует брать равным напряжению, рекомендованному в справочной литературе для используемого транзистора VT2 [10]. В этом
случае оптимальное сопротивление нагрузки транзистора VT2, на
которое он отдает максимальную мощность, определяется из соотношения [11]

Rопт = (Eп − Uост)2/2Pвых max,
(1.9)

где Pвых max — максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, определяется по справочникам [10].
В случае выбора Rопт по (1.9) максимальное значение амплитуды первой гармоники сигнала в нагрузке Uвых.m и максимальное значение выходной мощности каскада Pвых.m рассчитываются
по формулам [2]:

Uвых.m = Eп − Uост;

Pвых.m = U 2
вых.m/2Rопт.
(1.10)

Если требуемая выходная мощность Pвых.тр каскада на транзисторе VT2 меньше значения, определяемого выражением (1.10),
то расчет необходимого сопротивления нагрузки транзистора Rн.тр
осуществляется по соотношению

Rн.тр = U 2
вых.m/2Pвых.тр.
(1.11)

Максимальное значение постоянной составляющей тока коллектора транзистора VT2, с учетом вышесказанного,

Iкоm = (Eп − Uост)/Rопт,
(1.12)

а максимальное значение тока базы

Iбоm = Iкоm/β0,
(1.13)

где β0 — статический коэффициент передачи тока в схеме с общим
эмиттером транзистора VT2.
Коллекторный ток транзистора VT1 является базовым током
транзистора VT2. При максимальном значении тока Iбоm напряжение коллектор–эмиттер транзистора VT1 минимально и равно Umin 1
и для его стабильной работы должно быть не менее 5 В. Поэтому
номинал резистора R2 рассчитывается из соотношения

R2 ⩽ (Eп − Umin 1 − Uбэо)/Iбоm,
(1.14)

Схемы стабилизации рабочей точки и напряжения
9

где Umin 1 = 5 В; Uбэо = 0,7 В — напряжение на переходе база–эмиттер
транзистора VT2 в точке покоя.
Максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT1,

Pрас1 = E2
п/4R2,
(1.15)

а максимальные значения напряжения коллектор-эмиттер Uкэ max 1
и тока коллектора Iк max 1 равны:

Uкэ max 1 = Eп;
Iк max 1 = Eп/R2.
(1.16)

Соотношения (1.15), (1.16) используются для выбора транзистора VT1, который желательно выбирать низкочастотным для исключения возможности самовозбуждения схемы. Как правило, транзистор VT3 выбирается того же типа, что и транзистор VT1, так
как в этом случае облегчается настройка стабилизатора напряжения базового смещения.
Известно [12], что при заданном токе базы коллекторный ток
транзистора растет с ростом напряжения коллектор–эмиттер. В каскаде, работающем в режиме с отсечкой коллекторного тока, увеличение амплитуды входного воздействия приводит к увеличению напряжения коллектор–эмиттер, при котором происходит открывание
транзистора [2]. Поэтому в случае неизменного базового смещения
угол отсечки будет увеличиваться с увеличением амплитуды входного воздействия, что может вызвать выгорание транзистора. С целью устранения указанного недостатка в схему введен резистор R1.
С увеличением напряжения коллектор–эмиттер транзистора VT2,
при котором происходит их открывание, растет и постоянная составляющая его базового тока.
Падение напряжения на резисторе
R1 увеличивается, в результате чего происходит стабилизация угла отсечки с изменением амплитуды входного воздействия. Сопротивление резистора R1 может быть рассчитано по эмпирическому
выражению
R1 [Ом] = 30/Iк max [A],
(1.17)

где Iк max — максимально допустимый ток коллектора транзистора
VT2 в амперах, справочная величина.
Резистор R4 стоит в цепи обратной связи, слабо влияет на работу схемы стабилизатора, и его значение может быть выбрано в
пределах 30...70 Ом.
Требуемый угол отсечки тока коллектора транзистора VT2 устанавливается подбором номинала резистора R5, стоящего в цепи
базы транзистора VT3.
При отсутствии резистора R5 коллекторный ток транзистора VT2 в режиме молчания составляют несколько

Р а з д е л 1

миллиампер. При подключении R5 напряжение на базе транзистора
VT3 уменьшается, что приводит к увеличению его сопротивления.
Напряжение на базе транзистора VT1 возрастает, и увеличивается ток коллектора транзистора VT2 в режиме молчания. Получить
расчетные соотношения для выбора величины сопротивления резистора R5 затруднительно. На основе экспериментальных исследований различных схемных решений построения полосовых усилителей
мощности [8, 13, 14] установлено, что для линеаризации начального участка их амплитудных характеристик сопротивление резистора
R5 необходимо выбирать в пределах 100...500 Ом.
При отсутствии резистора R5 с помощью выбора резистора R6
устанавливается коллекторный ток транзистора VT2 в режиме молчания. При увеличении значения резистора R6 коллекторный ток в
режиме молчания уменьшается и наоборот. Для возможности линеаризации амплитудной характеристики усилителя этот ток следует
выбирать равным 10...50 мА, что соответствует выбору R6 в пределах 1...3 кОм.
Индуктивность L1 устраняет шунтирующее действие низкоомного сопротивления R1, включенного параллельно входному сопротивлению транзистора VT2, она может быть выбрана из условия

L1 [мкГн] ⩾ 20/fср [МГц],
(1.18)

где fср = (fн+fв)/2 — средняя частота полосы пропускания усилителя, МГц; fв, fн — верхняя и нижняя граничные частоты усилителя.
Резистор R3 повышает устойчивость усилителя и выбирается
равным 24...100 Ом.
В качестве примера использования схемы стабилизации напряжения базового смещения на рис. 1.3 приведена принципиальная
схема трехкаскадного полосового усилителя мощности.
Рассматриваемый усилитель имеет следующие характеристики:
коэффициент усиления 43 дБ; полоса пропускания 72...86 МГц; неравномерность амплитудно-частотной характеристики ±0,2 дБ; максимальная выходная мощность 150 Вт; сопротивление генератора и
нагрузки 75 Ом.
В усилителе использована схема стабилизации напряжения базового смещения на транзисторах VT4 и VT6. Требуемое базовое
смещение транзисторов VT3 и VT5, работающих в режиме с отсечкой коллекторного тока, устанавливается с помощью выбора соответствующего резистора R10. Изменение базового смещения соответствует изменению коллекторных токов в режиме молчания Iк.нач
транзисторов VT3 и VT5 усилителя.